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刘 中
摘要：本文介绍了塑壳断路器智能脱扣器电流互感器自供电的工作原理，详细讲解了线性电源电路、智能控制电源电路和直流崭波电源电路，并分析比较了三种电源电路各自的优缺点，最后阐述了智能脱扣器电源电路的发展趋势。
关键字：塑壳断路器、智能脱扣器、电源模块、电流互感器、自供电
1. 前言 塑壳断路器是一种很重要的低压电器，它能够接通，承载，分断有效和故障电流。随着电力电子器件可靠性的提高、低压电器智能化和网络化的发展，以及工业4.0和物联网的逐步推进，越来越多的塑壳断路器采用智能脱扣器取代传统的热磁脱扣器，这种趋势将不可逆转。 电源模块作为智能脱扣器的动力之源，其功率、效率、温升、启动时间和安全性等指标直接影响着整个塑壳断路器的可靠性和健壮性。因此，深入研究智能脱扣器电源模块意义重大。
2. 智能脱扣器供电模式 根据馈电来源，可以把智能脱扣器电源模块分成自供电、外部独立供电或者自供电兼外部独立供电三类。第一种供电方式省去了外部电源模块，接线简单，从某种程度上来讲，直接简化了整个输配电系统；随着智能化和网络化的发展，配电系统对塑壳断路器提出了越来越多的新要求，比如遥控、遥测、遥信、故障录波、寿命预测和事件记录等功能。这就要求塑壳断路器分闸后有外部独立的电源模块继续对智能脱扣器馈电，尽管外部独立供电会给系统带来额外的负担，但是考虑到这些新功能带来的好处，系统也逐步愿意为塑壳断路器提供外部独立供电；从系统可靠性和冗余设计的角度来看，第三种供电方式最优，但是电路结构最复杂，成本最高。 自供电模式，一般都是通过电流互感器取电，之所以不直接从主回路取电，就是在塑壳断路器支路发生短路时，主回路电压会急剧下降到接近于0V，此时，电源模块就无法工作了。如果采用电流互感器取电，发生短路的时候，瞬间短路电流较大，电源模块反而可以获取更多的能量，因此，针对塑壳断路器本身的工作特性，采用电流互感器取电有得天独厚的优势，只要主回路存在一定的电流（一般是大于0.2倍额定电流），那么它在正常模式和故障模式下，都可以从主回路获取智能脱扣器所需的能量，并且提供电气安全隔离。 外部独立供电可以直接采用技术成熟的DC-DC电源模块，只需要针对电磁兼容做相应的处理即可，这里就不再展开。如果采用自供电兼外部独立供电模式，那么需要二极管竞争电路，外部独立供电作为主供电，自供电作为备用供电。
3. 电流互感器供电 本质上，电流互感器就是一个变压器，等效电路如图1所示。理想电流互感器应精确地测量电流，由于一次侧部分电流磁化电抗分流，不能到达二次侧，所以二次侧短路的电流互感器有内在误差。与二次侧电阻和漏电抗相比，如果能使磁化电抗大到一定程度，就可减少这一误差。
图1 电流互感器等效电路
其中： 互感器一次侧与二次侧匝数比为 N1:N2 Xm为磁化电抗 R2'和X2'为二次侧阻抗归算到一次侧的阻抗 R1和X1为一次侧阻抗 假设电流互感器二次侧短路（Zb=0），那么二次侧与一次侧电流关系如公式1所示：
 (公式1) 事实上，在智能脱扣器的应用中，使用电流互感器取电与测量，二次侧并不会短路，一般会串联一个小电阻（比如2Ω），把二次侧电流信号转换为电压信号，方便ADC测量电流大小，这就需要把负荷阻抗Zb也归算到一次侧参与计算，如公式2所示：
 （公式2） 因此，精密电流互感器应该具有大的励磁阻抗和相对较小的绕组电阻与漏电抗，并且保证电流互感器的负荷阻抗在某一最大值以下，以避免在所测电流中引入过大的量值误差和相位误差。
4. 电源模块设计 4.1 线性电源方案 不管是单相、三相三线制或者三相四线制，每一线都通过电流互感器取电并检测该线电流，电流互感器二次侧输出接整流桥，然后通过线性稳压电路稳压，并且把多余的电流泄放掉，本文以单相电路进行分析，如图2所示。
图2 线性电源仿真电路
线性电路结构简单，使用元器件少，只需要一个稳压管，限流电阻和线性调整三极管即可实现直流母线稳压，工作原理是电流互感器二次侧电流对电容C1和C3充电，直流母线上的电压持续上升，当电压大于稳压二极管电压（本实例中，稳压二极管击穿电压为12V）时，稳压二极管D3击穿，直流母线上一小部分电流流过D3，线性调整三极管Q2基极，从而打开Q2，泄放掉直流母线上多余的电流。 这个电路对于电流互感器二次侧输出电流不大的应用场合是非常合适的， Q2集电极和发射极之间的电压Vce为直流母线上的电压，也就是稳压二极管的击穿电压加上三极管基极电压，集电极电流为多余的泄放电流，如果电流较大，此时Q2上的功耗会变大，导致热应力过高而损坏。本实例中，线性调整三极管Vce与Ic的波形如图3所示，蓝色的曲线为电压波形，基本上稳定在12V左右，红色的曲线为电流波形。
图3 线性调整管上电压电流波形
4.2智能控制电源方案 目前，智能脱扣器都使用了微处理器，这些微处理器一般都内置了ADC和PWM外设，因此可以利用ADC来监测直流母线上的电压，然后通过PWM来控制MOSFET开关管，从而形成闭环。
图4 智能控制电源仿真电路
当直流母线上电压过高时，提高PWM的占空比，通过Q1泄放掉更多的电流，从而降低直流母线上的电压；当直流母线上的电压偏低时，降低PWM的占空比，更多的电流给电容C3和C1充电，直流母线上的电压随之上升。 这个电源方案使用元器件也不多，但是用到了微处理器内置ADC和PWM外设，以及软件PID运算，这需要微处理器的运算速度比较快，初始化时间比较短，否则，在断路器合闸瞬间，且负载短路情况下，电流互感器感应比较大的电流，而ADC和PWM构成的控制回路还没有工作，这会导致直流母线上的电压急剧上升，电压应力损坏器件，造成电子脱扣器功能故障。
4.3直流崭波电源方案 线性电源方案存在热应力风险，智能控制电源方案电压应力风险，因此，有必要设计一种新的电源电路同时消除这两种风险。 为了消除热应力风险，必须使三极管工作在开关状态；为了消除电压应力风险，必须采用硬件启动和控制电路，不依赖微处理器软件处理，从而避免初始化过程系统功能失效。该电源仿真电路如图5所示。
图5 直流崭波电源仿真电路
本方案采用一个并联式电压基准TL431和运算放大器OP1177来控制MOSFET开关管进行直流崭波，如果直流母线上的电压偏高，运算放大器打开Q1泄放电流；如果直流母线上的电压偏低，运算放大器关闭Q1，直流母线上的电流对电容C3和C1充电，直流母线上的电压随之上升。 这个电路启动速度非常快，只要直流母线上的电压上升到2.5V左右就可以正常工作，消除了方案二在启动过程中可能存在较高电压应力的风险；MOSFET开关管Q1工作在开关状态，消除了方案一中线性调整管存在较高热应力的风险。开关管Q1上的电压电流波形如图6所示，蓝色的曲线为电压波形，红色的曲线为电流波形，电流波形的包络线就是电流互感器经过整流桥后的波形。开关管Q1工作在开关状态，当Q1导通时，互感器二次侧电流全部经Q1返回，此时，直流母线上的电压为0V；当Q1断开时，互感器二次侧电流全部对直流母线上的电容充电，此时，流过Q1的电流为0A。
图6 开关管上的电压电流波形
5. 电流互感器取电发展趋势 目前，市面上还没有现成的电流供电的DC-DC电源模块，ADI公司公众号在2018年4月份推送过一篇文章“烧脑的CT取电控制器”，介绍了一款概念芯片ADP2450，提出了一种塑壳断路器电流互感器取电的解决方案，如图7所示。
图7 采用ADP2450的塑壳断路器电子脱扣器系统框图 这款芯片功能非常强大，解决了三个问题：取电及电源管理、信号调理和脱扣器直接驱动。只是到目前为止，关于这款芯片的所有信息，也就局限于这片文章，具体啥时候可以商业化应用，暂时不得而知。不过，这是将来的一个发展趋势，因为智能控制器的尺寸比较小，功能集成后有很大的优势。 由于铁芯互感器存在磁通饱和，在测量大电流的时候，误差比较大，因此，电流测量同时采用铁芯和空芯互感器也是一个趋势，铁芯电流互感器提供供电，并且测量小电流，比如0.2In~2In，空芯互感器测量2In~15In，用于断路器三段保护功能，两个电流互感器相互配合，解决了供电和测量精度问题。
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发表于 2020-3-17 23:16:51
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发表于 2020-4-8 07:36:01